들어가며

IGBT/전력 MOSFET은 전원 장치 회로나 모터 구동 시스템 등에 스위칭 소자로 사용되는 전압 제어 디바이스이다. 이 디바이스에서 게이트는 전기적으로 절연된 제어 단자를 말한다. 그 밖에 다른 단자들은, MOSFET의 경우는 소스와 드레인이라고 하고, IGBT는 컬렉터와 이미터라고 한다. MOSFET/IGBT를 작동하려면 게이트에 전압을 인가해야 한다. 전용 드라이버를 사용해서 전력 디바이스의 게이트로 전압을 인가하고 구동 전류를 제공할 수 있다. 이 글에서는 게이트 드라이버란 무엇이고, 그것이 왜 필요한지 설명한다. 그리고 타이밍, 구동 강도, 절연 같은 주요 파라미터들이 어떻게 정의되는지 살펴본다.

게이트 드라이버의 필요성

IGBT/전력 MOSFET의 구조는, 게이트가 비선형적 커패시터를 형성하도록 이루어져 있다. 게이트 커패시터를 충전하면 전력 디바이스가 턴온하고 드레인 단자와 소스 단자 사이에 전류가 흐를 수 있게 되며, 게이트 커패시터를 방전하면 전력 디바이스가 턴오프하고 드레인 단자와 소스 단자 사이에 높은 전압이 차단된다. 게이트 커패시터가 충전되고 디바이스가 전도할 수 있게 되는 최소 전압을 임계 전압(VTH)이라고 한다. IGBT/전력 MOSFET이 스위치로서 동작하도록 하기위해서는 게이트와 소스/이미터 단자 사이에 VTH보다 충분히 높은 전압이 인가되어야 한다.

예를 하나 들어보자. 디지털 로직 시스템이 하나 있다. 이 시스템은 마이크로컨트롤러(MCU)를 포함하고 있는데, I/O 핀 중의 하나로 0V~5V의 PWM 신호를 출력할 수 있다. 이 PWM은 전원 시스템에 사용되는 전력 디바이스를 턴온하기에 충분하지 않을 것이다. 전력 디바이스의 구동 전압은 대체로 표준 CMOS/TTL 로직 전압보다 높기 때문이다. 따라서 로직/제어69회로와 전력 디바이스 사이에 인터페이스가 필요하다. 이것을 로직 레벨 n-채널 MOFET을 사용해서 구현할 수 있다. 그리고 이 MOSFET이 다시 전력 MOSFET을 구동한다(그림 1a).



그림 1a에서, IO1이 로우(low) 신호를 전송하면, VGSQ1＜VTHQ1이 되고, 그러면 MOSFET Q1이 계속해서 오프 상태로 있게 된다. 그러면 전력 MOSFET Q2의 게이트로 양(+)의 전압이 인가된다. 그러면 풀업 저항 R1을 통해서 Q2의 게이트 커패시터(CGQ2)가 충전되고 게이트 전압이 VDD의 레일 전압으로 풀링된다.

VDD＞VTHQ2인 경우, Q2가 턴온하고 전도할 수 있게 된다. IO1이 하이(high)를 출력하면, Q1이 턴온하고 CGQ2가 Q1을 통해서 방전된다. 그러면 VDSQ1이 0V에 이르고 VGSQ2＜VTHQ2가 되므로, Q2가 턴오프한다. 이 때 한 가지 과제는, Q1이 온 상태일 때 R1에서 발생되는 전력 소모이다. 이를 해결하기 위해, pMOSFET Q3을 풀업으로 사용해서 Q1과 서로 보완적으로 동작하도록 할 수 있다(그림 1b).

PMOS는 온 상태 저항이 낮으며, 오프 상태일 때 매우 높은 저항에 의해서 구동 회로로의 전력 소모를 크게 낮출 수 있다. 게이트 전이 시의 엣지 레이트를 제어하기 위해 Q1의 드레인과 Q2의 게이트 사이에 외부적으로 작은 저항을 추가할 수 있다. MOSFET을 사용할 때의 또 다른 이점은, 저항과 달리 다이 상에 제조하기가 쉽다는 것이다.

전력 스위치 게이트를 구동하기 위한 이러한 특수한 인터페이스를 모노리식 IC 형태로 제작할 수 있다. 이러한 게이트 드라이버 IC는 로직 레벨 전압을 수용할 수 있고 그보다 높은 전력 출력을 제공할 수 있다. 또한 기능성을 높이기 위해 거의 항상 추가적인 내부 회로를 포함할 수 있지만, 주로 전력 증폭기와 레벨 시프터로 사용된다.

게이트 드라이버의 주요 파라미터

구동 강도

적절한 게이트 전압을 제공하는 것은, 게이트 드라이버를 레벨 시프터로 사용해서 할 수 있다. 게이트 커패시터가 전압을 즉시 변화시키지는 못한다. 따라서 전력 FET나 IGBT로 0이 아니면서 유한한 스위칭간격이 발생한다. 이 스위칭 시간 동안에 디바이스가 고전류 고전압 상태이기 때문에 발열의 형태로 전력 소모가 발생한다. 그러므로 스위칭 시간을 최소화하려면 한 상태에서 다른 상태로 가능한 빨리 전이를 해야 한다. 이를 위해서는 게이트 커패시터를 재빨리 충전 및 방전하기 위해 높은 과도 전류(transient current)가 필요하다.

긴 시간 동안 높은 게이트 전류를 소싱/싱크할 수 있는 드라이버를 사용하면 스위칭 시간을 단축할 수 있다. 그러면 이 드라이버를 사용해서 구동하는 트랜지스터로 스위칭 전력 손실을 낮출 수 있다.



마이크로컨트롤러 I/O 핀의 소싱 및 싱크 전류 정격은 통상 수십 밀리암페어(mA) 대인데 반해서, 게이트 드라이버는 이보다 훨씬 더 높은 전류를 제공할 수 있다. 그림 2에서는, 전력 MOSFET을 마이크로컨트롤러 I/O 핀을 사용해서 최대 정격 소싱 전류로 구동했을 때 스위칭 시간이 오래 걸린다는 것을 알 수 있다.



그림 3에서는, 마이크로컨트롤러 I/O 핀보다 훨씬 높은 구동 전류를 제공하는 ADuM4121 절연 게이트 드라이버를 사용할 경우, 동일한 전력 MOSFET을 구동하면서도 스위칭 시간은 훨씬 짧은 것을 알 수 있다. 많은 경우에 높은 전력의 MOSFET/IGBT를 직접적으로 마이크로컨트롤러 I/O 핀을 사용해서 구동하면 과열을 일으킬 수 있으며, 디지털 회로로 전류를 과도하게 인출함으로써 손상을 일으킬 수 있다.

더 높은 전력을 구동할 수 있는 게이트 드라이버를 사용하면 수 나노초 대의 상승 및 하강 시간으로 빠르게 스위칭할 수 있다. 이로써 스위칭 전력 손실을 낮출 수 있으며, 더 효율적인 시스템을 구현할 수 있다. 그러므로 게이트 드라이버를 선택할 때는 구동 전류를 중요하게 따져보아야 한다.

게이트 드라이버의 드레인-소스 온 저항(RDS(ON))에 따라서 구동 전류 정격이 영향을 받는다. MOSFET을 완전히 턴온하고도 RDS(ON) 값이 0이라면 이상적이겠지만, 실제로는 물리적 구조 때문에 이 저항이 수 옴(Ω) 대에 이른다. 이 저항은 드레인에서 소스로 흐르는 전류 경로 상의 총 직렬 저항이 대부분을 차지한다.

RDS(ON)에 따라서 게이트 드라이버의 최대 구동 강도가 결정된다. 드라이버가 제공할 수 있는 게이트 전류를 제한하기 때문이다. 내부 스위치의 RDS(ON)은 싱크 및 소싱 전류를 결정하고, 외부 직렬 저항을 사용해서는 구동 전류를 낮추어서 엣지 레이트를 제어할 수 있다. 그림 4에서 보듯이, 상측 온 저항과 외부 직렬 저항 REXT는 충전 경로에 게이트 저항을 형성하고, 하측 온 저항과 REXT는 방전 경로에 게이트 저항을 형성한다.



RDS(ON)은 드라이버 내부의 전력 소모에도 영향을 미친다. 특정 구동 전류의 경우, RDS(ON)이 낮을수록 더 높은 REXT를 사용할 수 있다. REXT와 RDS(ON) 사이에 전력 소모가 분산되므로, REXT 값이 높으면 드라이버 외부적으로 더 많은 전력이 소모된다는 뜻이다. 따라서 시스템 효율을 높이고 드라이버 내부적으로 열 관리 요건을 완화하려면 주어진 다이 면적과 크기에 대해 RDS(ON)이 낮을수록 좋다.

타이밍

게이트 드라이버의 타이밍 파라미터 또한 중요한 고려사항이다. 그림 5에 나타낸 ADuM4120을 비롯한 모든 게이트 드라이버에 공통적인 타이밍 사양이 드라이버의 전달 지연(tD)이다. 이것은 입력 엣지가 출력으로 전달되는 데 걸리는 시간으로 정의된다. 그림 5에서 보듯이, 상승 전달 지연(tDLH)은 입력 엣지가 입력 하이 임계값(VIH)으로 상승하는 시점부터 출력이 최종 값의 10%로 상승하는 시점까지의 시간이다.

마찬가지로 하강 전달 지연(tDHL)은 입력 엣지가 입력 로우 임계값(VIL)으로 떨어지는 시점부터 출력이 최종 값의 90%로 떨어지는 시점까지의 시간이다. 상승 엣지와 하강 엣지에 출력이 전이하는 전달 지연은 다를 수 있다.



그림 5에서는 신호의 상승 시간과 하강 시간을 보여준다. 이러한 엣지 레이트는 구동 전류에 따라 영향을 받을 뿐만 아니라 구동하고자 하는 부하에 따라서도 달라질 수 있으며, 전달 지연 계산과는 별개이다. 또 다른 타이밍 파라미터는 펄스 폭 왜곡이다. 이것은 동일한 디바이스 상에서 상승 전달 지연과 하강 전달 지연 사이의 차이다. 다시 말해 펄스 폭 왜곡(PWD) = |tDLH - tDHL|이다.

어떤 두 디바이스의 전달 지연은 절대로 같을 수 없다. 트랜지스터들 간의 불일치 때문이다. 이러한 차이로 인해 전달 지연 스큐(tSKEW)가 발생하는데, 이는 두 디바이스가 동일한 동작 조건에서 동일한 입력에 반응할 때 출력 전이에 있어서의 시간 차이를 뜻한다. 그림 5에서 보듯이, 전달 지연 스큐는 디바이스-대-디바이스로 정의된다. 하나 이상의 출력 채널을 제공하는 디바이스의 경우에는, 채널-대-채널 스큐로 표기하기도 한다. 전달지연 스큐는 제어회로에 일반적으로 고려되지 않는다.

그림 6은 전원 장치와 모터 구동 애플리케이션 용으로 ADuM4121 게이트 드라이버와 전력 MOSFET을 사용한 하프 브리지 구성이다. 이러한 구성일 때 Q1과 Q2를 동시에 턴온하면 전원 단자와 접지 단자가 단락을 일으킴으로써 슈트쓰루(shoot-through)가 발생할 수 있다. 그러면 스위치와 구동 회로까지도 영구적으로 손상될 수 있다. 슈트쓰루를 방지하기 위해서는 데드 타임을 삽입해야 한다.



그러면 두 스위치가 동시에 턴온하는 것을 크게 줄일 수 있다. 데드 타임 간격 동안 양쪽 스위치에 대한 게이트 신호는 로우이며, 따라서 스위치들은 원칙적으로 오프 상태가 된다. 전달 지연 스큐가 낮으면 필요한 데드 타임 역시 낮아, 제어가 더 예측 가능해진다. 스큐가 낮고 데드 타임이 낮으면 더 매끄럽고 효율적인 시스템 동작을 달성할 수 있다.

타이밍 특성은 매우 중요하다. 전력 스위치의 동작 속도에 영향을 미치기 때문이다. 이들 파라미터를 잘 이해한다면 더욱 쉽고 정확한 제어 회로 설계를 구현할 수 있을 것이다.

절연

절연이란 시스템 내에서 다양한 기능의 회로 영역들 사이를 전기적으로 분리함으로써 그들 사이에 직접적인 전도 경로가 생기지 않도록 하는 것을 말한다. 이렇게 하면 각각의 회로들이 서로 다른 접지 전위를 가질 수 있다. 그러면서도 여전히 유도성, 정전용량성, 또는 광학적 기법을 사용해서 절연 회로들 간에 신호와 전력을 전달할 수 있다. 게이트 드라이버를 사용하는 시스템에서는 기능적으로만 아니라 안전성 요구 측면에서도 절연이 필요할 수 있다.

그림 6에서는, VBUS가 수백 볼트에 달하고 Q1이나 Q2를 통해서 수십 암페어의 전류가 흐를 수 있다. 이러한 시스템에서 어떤 결함이 발생했을 때 손상이 전자 부품들에만 국한된다면 안전성 측면의 절연은 필요하지 않을 것이다. 하지만 제어를 위해서 사람이 개입해야 하는 경우라면 고전력 측과 저전압 제어 회로 사이에 갈바닉 절연이 필요할 것이다. 이렇게 하면 부품의 손상이나 오류가 발생하더라도, 전기 전력이 사람에게 도달하지 못하도록 절연 장벽으로 차단함으로써 고전압 측에서 발생한 결함으로부터 보호를 할 수 있다.

절연은 규제 당국과 안전성 인증 기구들이 쇼크 사고 위험 방지를 위해 강제 조항으로 규정하고 있다. 절연은 고전력 단에서 발생한 결함으로부터 저전압 단의 전자 장치들을 보호할 수 있다. 안전을 위한 절연은 여러 가지 방법으로 할 수 있는데, 어떤 방법을 사용하든 기본적으로 중요한 것이 절연 장벽의 항복 전압이다. 이 전압 정격은 드라이버의 전체 수명에 걸쳐서 그리고 또 특정한 지속 시간과 프로파일로 된 전압 트랜션트에 대해서 정의된다. 또한 이 전압 정격은 드라이버 IC의 물리적 크기와 핀들 간의 최소 거리에 따라서도 달라진다.

절연은 안전을 위해서만이 아니라, 시스템이 적절히 동작하도록 하기 위해서도 반드시 필요하다. 그림 6은 모터 구동 회로에 흔히 사용되는 하프 브리지 토폴로지로서, 특정 시점에 하나의 스위치만 턴온된다. 고전력 단에서는, 로우 사이드 트랜지스터 Q2의 소스가 접지로 연결된다. 그러므로 Q2의 게이트-소스 전압(VGSQ2)은 직접적으로 접지로 참조되며, 구동 회로를 설계하기가 비교적 간단하다. 하지만 하이 사이드 트랜지스터 Q1은 그렇지 않다.

이것의 소스는 스위칭 노드이고, 어떤 스위치가 턴온하느냐에 따라 버스 전압 또는 접지로 풀링된다. Q1을 턴온하기 위해서는 이의 임계 전압보다 높은 양(+)의 게이트-소스 전압(VGSQ1)이 인가되어야 한다. 그러므로 소스가 VBUS로 연결되는 온 상태일 때는 Q1의 게이트 전압이 VBUS보다 높을 것이다. 구동 회로가 접지 레퍼런스에 대해서 절연을 하지 않으면, Q1을 구동하기 위해 VBUS보다 높은 전압이 필요할 것이다.

이렇게 하려면 번잡스러워져서 효율적인 시스템이 되기 어렵다. 그러므로 레벨 시프팅을 하고 하이 사이드 트랜지스터 소스로 참조하는 제어 신호가 필요하다. 이것을 기능적 절연이라 하며, ADuM4223 같은 절연 게이트 드라이버를 사용해서 구현할 수 있다.

잡음 내성

게이트 드라이버는 잡음이 심한 산업용 환경에 사용될 수 있다. 잡음은 데이터를 훼손시키고 신뢰성과 성능을 떨어트릴 수 있다. 그러므로 데이터 무결성을 달성하기 위해서는 잡음에 대한 내성이 우수한 게이트 드라이버가 필요하다. 잡음 내성은, 전자기 간섭(EMI) 또는 RF 잡음과 공통 모드 트랜션트를 얼마나 잘 견디느냐를 나타낸다.

EMI는 전자 장비의 동작을 방해하는 전기적 잡음이나 자기적 간섭을 말한다. 게이트 드라이버에 영향을 미치는 EMI는 고주파 스위칭 회로로 인한 것으로서, 대표적인 예로서 대형 산업용 모터에서 발생하는 자기장을 들 수 있다. EMI는 복사와 전도를 통해서 발생하며, 인접한 다른 회로로 결합될 수 있다. 따라서 EMI 또는 RF 내성은 게이트 드라이버가 전자기 간섭을 얼마나 잘 견디고, 오류 없이 신뢰할 수 있는 동작을 유지하느냐 하는 것을 나타낸다. EMI 내성이 높으면 드라이버를 대형 모터 가까이에 사용하면서도 데이터 전송에 오류를 일으키지 않을 수 있다.

그림 6에서 보듯이 절연 장벽은 전위가 다른 접지들 사이에 고전압 절연을 제공할 수 있어야 한다. 그런데 고주파 스위칭을 하면 전압 전이가 빠르게 이루어진다. 이처럼 빠른 트랜션트는 절연 경계 사이의 기생 커패시턴스로 인해서 한 쪽에서 다른 쪽으로 결합을 일으킬 수 있으며, 그러면 데이터 오류로 이어질 수 있다. 게이트 구동 신호로 지터가 발생하거나, 신호가 아예 뒤집힐 수도 있다. 이에 따라 효율이 떨어지거나 어떤 경우에는 슈트쓰루가 발생할 수도 있다.

게이트 드라이버에 대해서 중요한 판단 기준이 되는 것이 공통 모드 트랜션트 내성(CMTI)이라고 하는 것이다. CMTI는 절연 게이트 드라이버가 입력과 출력 사이에 높은 공통 모드 트랜션트를 제거할 수 있는 능력을 수치화한 것이다. 시스템의 슬루율이 높으면 이 드라이버의 내성이 높아야 한다. 그러므로 CMTI 수치는 높은 주파수와 높은 버스 전압으로 동작할 때 특히 중요하다.

맺음말

지금까지 게이트 드라이버에 대한 기초적인 개념들을 살펴보았다. 절연 게이트 드라이버를 선택할 때는 이 밖에도 많은 파라미터들을 살펴보아야 한다. 여기에는 전원 전압, 온도 범위, 핀아웃 등이 포함된다. ADuM4135와 ADuM4136은 다양한 보호 기능과 향상된 센싱 및 제어 메커니즘을 포함한다. 시스템 설계자가 시중에 나와 있는 다양한 절연 게이트 드라이버 중에서 자신의 애플리케이션에 알맞은 드라이버를 선택하기 위해서는 이러한 모든 사양과 기능에 대해서 충분히 이해할 필요가 있다. 


 저자 소개 
산케트 사프레(Sanket Sapre)는 아나로그 디바이스의 애플리케이션 엔지니어이다. 인터페이스 및 절연 기술 그룹에서 iCoupler® 기술을 적용한 절연 게이트 드라이버 제품을 담당하고 있다. 인도 뭄바이 대학에서 전자공학을 전공하고 미국 콜로라도 볼더 대학에서 전기공학 석사학위를 취득했다.