[기고] 무선 아키텍처의 중요성 : RF 샘플링과 Zero-IF 비교하기
  • 2022-02-04
  • 글/ 브래드 브래넌(Brad Brannon) 시스템 애플리케이션 엔지니어링 디렉터, 아나로그디바이스(Analog Devices, Inc.)


무선 대역이 갈수록 혼잡해지고 있으므로 현재는 물론 미래에 이웃한 대역으로부터도 간섭을 잘 견딜 수 있도록 무선 설계를 잘 해야 한다. 이 글에서는 두 가지 대표적인 무선 아키텍처를 비교하고 각각의 장단점을 살펴본다.

개요

무선 서비스에 대한 수요가 꾸준히 증가하고 있다. 무선 설계자들은 제한된 스펙트럼 자원 때문에 애를 먹을 뿐만 아니라, 적합한 무선 아키텍처 선택이라는 중요한 과제도 해결해야 한다. 적합한 무선 아키텍처를 선택하면 견고한 성능을 달성하면서도 시스템의 비용, 전력, 크기를 최소화할 수 있기 때문이다.

무선 대역이 갈수록 혼잡해지고 있으므로 현재는 물론 미래에 이웃한 대역으로부터도 간섭을 잘 견딜 수 있도록 무선 설계를 잘 해야 한다. 이 글에서는 두 가지 대표적인 무선 아키텍처를 비교하고 각각의 장단점을 살펴본다.

갈수록 혼잡해지는 무선 대역

30여 년 전 무선 혁명이 처음 시작되었을 때는 무선 대역의 일부만을 사용했다. 거의 대부분이 900MHz 이하였으며, 나라마다 하나의 대역만을 사용했다. 하지만 무선 서비스 수요가 증가함에 따라서 새로운 대역들이 계속해서 추가되었고, 이제는 밀리미터파는 제외하고 5G NR만 하더라도 전세계에 할당되는 대역이 49개에 이르고 있다.

새로 추가된 대역들은 대부분이 2.1GHz 이상이며, 500MHz(n78), 775MHz(n46), 900MHz(n77), 1200MHz(n96)까지 이르는 대역폭을 사용한다. 이러한 신규 대역들이 사용되기 시작하면서 다른 대역들로부터 간섭이 존재하는 가운데서 충분한 수신기 성능을 달성하는 것이 까다로운 과제가 되었다. 이것은 주로 코로케이션 요구로부터 비롯된다.

예컨대 미국은 2번, 4번, 7번 대역을 사용하고, 다른 나라에서는 이들 대역과 인접한 1번, 3번 대역을 사용할 수 있다. 이 문제는 n48(CBRS)과 n77 또는 n78의 일부분을 사용하는 광대역 무선 서비스 애플리케이션에서 특히 중요하다. 무선 수요는 앞으로도 계속해서 늘어날 것이며, 코로케이션과 간섭은 여전히 해결해야 할 과제로 남을 것이다.

RF 보호 및 선택도를 갖춘 무선 설계

수신기 설계에서 중요한 과제 중 하나가 원치 않는 불요 신호를 차단하는 것이다. 이를 위해서 무선 엔지니어들은 여러 가지 방법들을 동원해 왔다. 초기에는 강제 필터링을 도입했고, 나중에는 분산 필터링을 적용한 다양한 헤테로다인 기법을 도입했다. 시간이 지나면서 세 가지 대표적인 아키텍처가 개발되었다. 직접 변환(Zero-IF), 수퍼 헤테로다인(IF), 그리고 직접 RF 샘플링이다. 이 중에서 가장 널리 사용되는 것은 IF 샘플링이다.
 


하지만 이 글에서는 RF 샘플링과 Zero-IF에 초점을 맞추고 이 둘을 비교해 보려고 한다. 현재 무선 분야에서 이들 아키텍처가 빠르게 개발되고 발전하고 있기 때문이다. 이들 아키텍처는 장단점이 서로 다르고 회로를 구현하는 것도 다르다. 이러한 것으로서 주파수 변환 기법, RF와 베이스밴드 이득의 양, RF 이미지 처리, 필터링 같은 것을 들 수 있다. 표 2는 이들 아키텍처의 장단점을 요약해서 보여준다.

이득 분포와 전력 손실

RF 샘플링과 Zero-IF는 이득분포에 있어서 크게 차이가 난다. 그림 2에서 보듯이, RF 샘플링은 신호를 처리해 나갈 때 모든 주파수가 그대로 유지되기 때문에 모든 이득을 RF 영역에 배치한다. 이에 비해 그림 1의 Zero-IF 아키텍처를 보면, 일부 이득은 RF 주파수에서 이루어지지만, 밸런싱은 주파수 변환 후에 베이스밴드에서 처리된다는 것을 알 수 있다.


두 아키텍처 모두 각각의 장단점이 있다. 이득 관점에서 보면, 고주파수에서 이득은 저주파수보다 DC를 더 많이 필요로 한다. 더 높은 슬루율이 필요하기 때문이다. 신호가 신호 체인을 거치는 동안 점점 커지는 경우에는 더욱 그렇다. 그러므로 RF 샘플링 아키텍처는 선형적 RF 섹션에서 Zero-IF보다 더 많은 전력을 소모한다. 저주파수일 때는 슬루율이 더 낮으므로 대기전류(standing current)가 그만큼 더 낮다.

RF 샘플링의 까다로운 점은 주로 용량성인 입력(샘플링 커패시터)을 높은 주파수에서 비교적 높은 전압(~1V)으로 구동해야 한다는 것이다. 이와 대조적으로, Zero-IF 입력은 베이스밴드 증폭기의 가산 노드에서 다루기 쉬운 50Ω(또는 100Ω)이다. 이것이 이득을 제공함으로써 RF 신호로부터 샘플 노드를 절연하고, 제공되는 이득에 의해 요구되는 RF 구동을 낮춘다.

이는 선형 RF 섹션의 전력 소모에 중대한 영향을 미친다. Zero-IF 아키텍처는 세 번째 RF 이득 스테이지를 제거하는 데다 RF 증폭에 비해 베이스밴드에 더 낮은 대기전류가 요구되므로 총 RF 전력 소모를 25~50% 줄일 수 있다.

디지타이저와 관련한 전력도 고려해야 한다. Zero-IF 컨버터는 필요한 대역폭만 디지털화한다. RF 샘플링은 넓은 RF 대역폭을 디지털화할 뿐만 아니라 샘플 레이트가 나이퀴스트 요구를 훨씬 뛰어넘는다. 대역폭과 샘플 레이트 둘 다 전력 소모에서 중요한 사항이다.

정확한 전력은 프로세스에 따라 다를 수 있지만, 동일한 프로세스로 구현한다고 가정했을 때 통상의 단일 대역 애플리케이션에서는 RF 컨버터가 베이스밴드 컨버터보다 약 125% 더 많은 전력을 소모한다. RF 컨버터에 의해 2개 대역을 디지털화한다고 하더라도, 여전히 40% 이상 더 많은 전력을 소모한다.

이미지와 스퓨리어스 신호

이들 옵션에는 2차 절충점들도 있다. 일례로, Zero-IF는 LO 누설과 I/Q 불일치 이미지를 발생하고2, RF 샘플링은 컨버터 내의 불일치로 인한 스퓨리어스3, RF 고조파, 샘플과 관련된 지터4를 발생한다. 다행인 점은, 아키텍처에 상관없이 다양한 백그라운드 알고리즘을 사용해서 이미지와 스퓨리어스 신호를 완화할 수 있다는 것이다.

이 두 아키텍처는 주파수 플랜이 크게 다르며, 이에 따라서 앨리어싱을 어떻게 처리하고 얼마나 많은 RF (외부) 필터링을 사용해야 할지가 달라진다. 아키텍처 차원의 스퓨리어스 신호 말고도, 모든 무선은 RF 고조파를 발생시키고 앨리어싱이 일어날 수 있다5. RF 샘플링은 원하는 신호가 일차 나이퀴스트 영역을 넘어설 때 앨리어싱을 활용해서 하향변환을 할 수 있다.

문제는, 앨리어싱을 한 후에 원하는 신호에 의도치 않게 원치 않는 신호가 생길 수 있다는 것이다. 주파수 플래닝을 신중하게 하고, 공격적인 RF 필터링을 도입하고, 충분히 높은 샘플 레이트를 사용하는 방법 등을 통해 이러한 신호들을 완화할 수 있다. 다만 이들 각각의 방법마다 까다로운 절충점들이 수반된다.

Zero-IF 아키텍처는 신호를 베이스밴드(DC에 가까운)로 변환한다. RF 고조파가 발생하는 것은 확실하나, 모든 경우에 베이스밴드로 잘 혼합할 수 있으며 통상적인 Zero-IF 입력 구조의 저역통과 응답으로 적절히 필터링을 할 수 있다. 이에 관해서는 뒤에서 좀더 설명하도록 하겠다. 앨리어싱도 베이스밴드 샘플러의 비교적 높은 샘플 레이트와 마찬가지의 입력 구조로 완화할 수 있다.

Zero-IF의 필터 요구

Zero-IF 아키텍처에서 간과되는 특징 한 가지는, 베이스밴드 입력 증폭기를 능동 저역통과 필터로 설계해 통합 아날로그 필터 기능을 하도록 함으로써 아날로그 필터의 부담을 크게 줄일 수 있다는 것이다. 또한 온칩 데시메이션 필터링과 함께 프로그래머블 채널 필터 역할을 함으로써 나이퀴스트와 연관된 것보다 더 가깝게 있는 신호들을 제거할 수 있다.

뿐만 아니라 Zero-IF 수신기 내의 샘플링 디바이스가 피드백 기능을 포함함으로써 추가적인 대역외(out-of-band) 제거가 가능하다. 무선의 대역외 구간은 대역내 구간보다 풀스케일 범위가 더 넓다. 다른 글6에서 설명한 바와 같이, Zero-IF 무선장치는 근본적으로 대역외 신호에 내성이 있다. 그림 3에서 수직 축은 3dB 감쇄를 일으키는 대역 내 입력 전력 레벨을 나타내며, 대역 내 신호에는 다른 아키텍처에서는 볼 수 없는 대역 외 신호에 대한 허용 오차가 내장되어 있다.
 

이러한 필터링과 관련해서 가장 중요한 문제는 RF 프런트 엔드를 보호하는 것이다. 즉 LNA를 말한다. 통상적으로 FDD와 일부 TDD를 위해서 일차와 이차 스테이지 LNA 사이에 SAW 필터를 포함할 수 있다. 어떤 TDD 애플리케이션은 이차 스테이지 다음에 SAW 필터를 사용할 수 있으나, 큰 입력 조건에서는 이차 스테이지를 우회할 수 있다. 통상적으로 SAW 필터는 약 25dB의 대역외 제거 성능을 제공하므로, 여기서는 그렇게 가정했다. 그러므로 SAW 필터와 함께, LNA의 안테나 측에 캐비티 필터가 필요하다. 이 필터는 송신기와 공유된다.

통상적인 LNA는 입력 1dB 압축점이 -12dBm이다. 대역외 또는 코로케이션 요구가 16dBm이면, 신호를 LNA의 입력 1dB 압축점보다 약 10dB(혹은 그 이상) 더 낮게 필터링해야 한다. 그러면 최소한 38dB 제거이다(+16 - -12 + 10). SAW 필터를 포함시키면 Zero-IF의 입력으로 63dB의 총 대역외 제거를 나타낸다.

RF 이득이 롤오프를 하지 않는 것으로 간주하고 코어 무선 입력으로까지 총 필터 리젝션을 포함시키면. 최대 대역외 신호 레벨은 -20dBm이 될 것이다. 이것은 정격 풀스케일보다 훨씬 낮은 것이며, 앞서 설명했듯이 온칩 필터링에 의해서 추가적인 감쇠가 일어날 것이다. 그림 3과 비교해 보면, 이 입력 레벨로는 어떠한 스퓨리어스 신호나 감도 저하가 발생하지 않을 것이다.

RF 샘플링의 필터 요구

RF 컨버터를 사용할 때는 필터링과 관련해서 두 가지 점을 고려해야 한다. 첫째, 어떤 신호든 입력 레벨에 상관없이 원하는 신호와 동일한 주파수에 원치 않는 스퓨리어스 신호가 발생할 수 있다는 것이다.

인터리브와 관련된 스퓨리어스는 알고리즘으로 처리할 수 있으나, 아키텍처 차원의 스퓨리어스는 예측이 불가능하다는 점에서 아키텍처 스퍼는 또 다른 문제이다. 많은 구식 RF 컨버터에서 이 점은 무선 성능에 있어서 항상 어려운 과제였다. 하지만 최신 컨버터들은 백그라운드 디더링 기능을 포함함으로써7 그림 4에서 보듯이 이러한 문제들을 완화하고 비교적 깨끗한 SFDR 스윕을 나타낸다.


그림 4의 입력 레벨 대비 SFDR 플롯을 보면, 처음 15dB는 컨버터에서 슬루율 제한으로 인한 저하를 나타낸다. 이로 인해 강한 이차 및 삼차 고조파가 발생할 것인데, 이것을 감소시켜야 한다. RF 입력이 이 수준보다 낮으면 고조파와 아키텍처 차원의 스퓨리어스가 더 이상 문제가 되지 않을 것이다(이에 관해서는 컨버터 성능 데이터를 확인할 것). 1dBm의 풀스케일로 이 컨버터에 대한 대역외 신호가 -14dBm 아래로 제거되는 시점에 이르면 스퓨리어스 신호가 크게 감소할 것이다.


표 2에서 보듯이 50dB의 변환 이득이면, 안테나에서는 -64dBm에 해당한다. 입력이 16dBm이려면 앨리어싱을 하지 않고 RF 필터링이 80dB 이상이어야 한다. SAW 필터가 25dB를 제공하면 캐비티 필터에 55dB가 남는다.

이렇게 함으로써 RF ADC를 대역외 신호로 인한 비선형성을 일으키지 않도록 하고, 일차 스테이지 LNA 입력이 대역외 신호로 인해서 비선형적으로 구동되지 않도록 할 수 있다. 이 사례는 성능이 어느 정도 우수한 컨버터를 사용한 경우이다. 필터링이 정확하게 얼마만큼 필요할지는 각자 선택한 컨버터의 입력 대비 SFDR을 잘 확인하고 판단해야 할 것이다.

RF 컨버터에서 또 다른 고려사항은 앨리어싱을 차단하는 것이다. 오늘날의 RF 컨버터들은 3GSPS ~ 6GSPS 사이에서 동작하는 코어를 기반으로 한다. 이처럼 낮은 레이트로는 공격적인 필터링을 사용하지 않고서는 앨리어싱의 영향을 완화할 수 없다. 이 문제는 샘플 레이트가 두 자릿수 GHz에 이르러야만 없어질 것이다.

앨리어싱이 필터 요구에 미치는 영향을 이해하기 위한 가장 간단한 방법은 앨리어싱을 적용하고 16dBm 코로케이션 요구에 대해 단일 요소를 어떻게 차단할지 고려하는 것이다. 목표는 원하는 무선 대역으로 앨리어싱이 발생하더라도 어떠한 장애를 일으키지 않을 만큼 충분히 필터링을 하는 것이다.

G-FR1-A1-4 신호를 기반으로 한 광역 레퍼런스 채널은 약 0dB SNR에서 RB당 -118.6dBm의 신호 레벨에 해당한다. 따라서 어떠한 장애도 일으키지 않도록 하려면 방해 요소를 10dB~15dB 더 낮게, 또는 약 -130dBm으로 필터링 해야 한다. 결국 약 150dB의 총 제거가 필요하거나, 또는 필터링의 균형을 제공하는 SAW 필터 하나와 캐비티 필터를 이용해 약 125dB를 제거할 필요가 있다.

필터 요약

그림 5는 RF 샘플링과 Zero-IF를 위한 캐비티 필터 요구를 보여준다. RF 샘플링 아키텍처는 서로 다른 두 가지 요구를 충족해야 하며, 전체적인 대역을 커버하기 위해서 좀더 제한적인 125dB 제거를 달성하도록 필터를 설계해야 한다.


이러한 필터링은 이미 활용이 가능하지만 그 대신 필터의 크기가 커진다. 이와 달리 Zero-IF 아키텍처로는 40dB의 제거만 필요하다. 따라서 4캐비티 필터를 사용해서 이 같은 성능을 달성할 수 있으므로 시스템의 무게와 크기를 크게 줄일 수 있다.

맺음말

Zero-IF와 RF 샘플링 모두 뛰어난 성능을 달성할 수 있다. 하지만 비용, 무게, 크기를 줄이고자 한다면 Zero-IF 아키텍처가 유리하다. 전력 관점에서도 Zero-IF 아키텍처가 아날로그 이득의 상당 부분을 포함함으로써 전력을 크게 절약할 수 있다. 필터링에 있어서도 Zero-IF가 필터 요구량을 크게 줄일 수 있다. 필터들의 가격 차이는 얼마 나지 않지만, 필요한 캐비티 숫자에 따라서 필터의 크기와 무게를 많게는 50%까지 줄일 수 있다.
 

참고문헌
1. 3GPP, 38.104 Rel 16, V16.5.0, 2020-09.
2. Ashkan Mashhour, William Domino, and Norman Beamish. “On the Direct Conversion Receiver-A Tutorial.” Microwave Journal, June 2001.
3. Jonathan Harris. “The ABCs of Interleaved ADCs.” Analog Devices, Inc., October 2019.
4. Brad Brannon. “AN-756: Sampled Systems and the Effects of Clock Phase Noise and Jitter.” Analog Devices, Inc., 2004.
5. Walt Kester. “MT-002: What the Nyquist Criterion Means to Your Sampled Data System Design.” Analog Devices, Inc., 2009.
6. Brad Brannon, Kenny Man, Nikhil Menon, and Ankit Gupta. “AN-1354: Integrated ZIF, RF to Bits, LTE, Wide Area Receiver Analysis and Test Results.” Analog Devices, Inc., July 2016.
7. Brad Brannon. “AN-410: Overcoming Converter Nonlinearities with Dither.” Analog Devices, Inc.

 

저자 소개
브래드 브래넌(Brad Brannon)은 노스캐롤라이나 주립대학 졸업 후 37년 간 ADI에 재직하고 있다. ADI에서 설계, 테스트, 애플리케이션, 시스템 엔지니어링과 관련한 다수의 직책을 역임했다. 현재는 O-RAN 용 레퍼런스 디자인 개발과 고객 지원을 맡고 있다. 데이터 컨버터 클러킹, 무선 설계, ADC 테스트와 관련해서 다수의 기사들과 애플리케이션 노트를 저작했다. 문의: brad.brannon@analog.com

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