새로운 광대역 쿼드러처 복조기 디바이스 제품은 무선 리시버의 대역폭 및 성능 요구에 따라 설계상의 과제를 해결함과 동시에, 리시버 성능을 향상시키면서도 시스템 비용을 낮출 수 있는 솔루션을 제공한다.

글 | 미카엘 쿠벤호벤(Michiel Kouwenhoven)
디자인 매니저
     존 마이어스(John Myers)
     디자인 엔지니어
     제임스 웡(James Wong)
     고주파 제품 마케팅 매니저
     블라디미르 드보르킨(Vladimir Dvorkin)
     애플리케이션 엔지니어링 매니저
     리니어 테크놀로지(Linear Technology)


zero-IF 리시버는 새로운 개념이 아니다. 예전부터 이용됐으며 주로 휴대전화 단말기에 사용되고 있다. 하지만 무선 기지국에 이용되는 것 같이 고성능 리시버를 지원하는 데는 그다지 성공적이지 못했다. 동적 범위가 제한적이고 이해가 충분하지 않았기 때문이다. 새롭게 등장한 광대역폭 zero-IF I/Q 복조기 제품은 메인 리시버뿐만 아니라, DPD(Digital Pre-Distortion) 리시버로도 동적 범위와 대역폭 단점을 완화할 수 있으며 4G 기지국이 끊임없이 높아지는 모바일 액세스 대역폭 요구를 경제적으로 충족할 수 있다. 이 글에서는 zero-IF 리시버의 동적 범위를 감소시키는 IM2 비선형성과 DC 오프셋을 최소화함으로써 성능을 극대화하는 방법에 대해 설명한다.

높은 대역폭 요구
최근까지 대부분의 기지국은 다수의 무선 사업자에게 할당된 20 MHz 채널 대역폭만 처리하면 됐다. 20 MHz 채널의 효과적인 왜곡 제거나 최대 5차까지 혼변조 왜곡 스퍼(distor-tion spurs)를 측정하기 위해 100 MHz 대역폭 DPD 리시버가 이용된다. 이와 같은 요구는 high-IF(헤테로다인) 리시버를 이용해서 효과적으로 충족할 수 있다. 하지만 요즘에는 업계의 흐름이 전체적인 60 MHz 대역에 걸쳐서 동작할 수 있는 기지국을 추구함에 따라서 위와 같은 디자인은 갈수록 어려운 과제에 직면하고 있다. 이와 같이 동작할 수 있는 기지국은 전체적인 무선 제조, 설치, 배치 상의 사업 모델에 있어서 상당한 비용을 절감할 수 있다.
대역폭이 3배로 높아지는 것을 수용하기 위해서는 DPD 리시버 대역폭이 100 MHz에서 300 MHz로 높아져야 한다. 75 MHz 대역일 때는 DPD 대역폭이 375 MHz라는 엄청난 수준으로 높아져야 한다. 이와 같은 대역폭을 지원할 수 있는 리시버를 설계하는 일은 결코 만만치 않은 작업이다. 대역폭이 높아지는 만큼 잡음이 증가하고, 이득 평탄도를 달성하기가 더욱 더 어려워지고 요구되는 A/D 컨버터 샘플링 속도가 크게 높아진다. 뿐만 아니라 높은 대역폭을 지원하는 부품은 가격이 훨씬 비싸다.
기존의 high-IF 리시버의 완만한 대역폭은 더 이상 통상적으로 ±0.5 dB 이득 평탄도로 300 MHz 및 그 이상의 DPD 신호를 지원하기에 충분하지 않다. 300 MHz 기저 대역폭을 지원하기 위해서는 최소한 150 MHz의 IF 주파수를 선택해야 한다. 12비트 분해능이라 하더라도 합리적인 가격대로 600 Msps 이상의 샘플링 속도가 가능한 A/D 컨버터를 찾기가 결코 쉽지 않다. 디자이너들은 적당한 타협책으로 10비트 컨버터로 눈을 돌려야 하는 경우도 있다.

대역폭 제약을 완화하는 I/Q 복조기
리니어 테크놀로지(LTC)의 LTC5585 I/Q 복조기는 직접 변환(direct conversion)을 지원하도록 설계됐다. 그러므로 리시버가 앞서 언급한 300 MHz 폭 RF 신호를 직접적으로 기저대로 변환할 수 있다(상자글 “zero-IF 리시버의 동작원리” 참조). I 및 Q 출력을 high-IF 리시버 대역폭의 절반에 불과한 150 MHz 폭 신호로 복조한다. ±0.5 dB의 통과대역 이득 평탄도를 달성하기 위해서는 이 디바이스의 -3 dB 코너를 500 MHz 이상으로 확장해야 한다.
LTC5585는 조절 가능 기저대 출력 스테이지를 이용해서 위와 같은 넓은 대역폭을 지원할 수 있다. 차동 I 및 Q 출력 포트는 VCC에 약 6 pF의 필터 커패시턴스와 병렬로 100 Ω 풀업을 이용한다(그림 1 참조). 이러한 간단한 R-C 네트워크로 오프칩 저역통과 또는 대역통과 필터 네트워크를 구성해서 고수준 대역 외 블로커를 제거할 수 있으며 이득 균등화로 복조기 다음의 기저대 증폭기 체인을 “roll-off” 한다. 외부의 100 Ω 풀업 저항과 더불어 100 Ω 차동 출력 부하 저항을 이용해서 -3 dB 대역폭이 840 MHz에 이를 수 있다.

기저대 대역폭 확장
단일 L-C 필터 섹션을 이용해서 기저대 출력 대역폭을 확장할 수 있다. 그림 1은 기저대 대역폭 확장을 이용했을 때 이 칩의 기저대 등가회로를 보여준다. 200 Ω 부하일 때 18 nH의 시리얼 인덕턴스와 4.7 pF의 션트 커패시턴스를 이용해서 -0.5 dB 대역폭을 250 MHz에서 630 MHz로 확장할 수 있다. 그림 2는 각기 다른 부하일 때 다양한 출력 응답을 보여준다. 한 응답은 200 Ω 및 10 kΩ 차동 부하 저항을 이용할 때의 응답이다. 10 kΩ 부하일 때는 47 nH 시리얼 인덕턴스와 4.7 pF 션트 커패시턴스를 이용해서 -0.5 dB 대역폭을 150 MHz에서 360 MHz로 확장할 수 있다.

이차 혼변조 왜곡 스퍼


직접 변환 리시버에서는 이차 혼변조 왜곡 성분(IM2)이 기저대 주파수에서 직접적으로 대역 내에 해당된다. 예를 들면 전력이 동일한 2개의 RF 신호 f1과 f2가 각기 2140 MHz 및 2141 MHz로 1 MHz 간격이고 LO는 2130 MHz로 10 MHz 간격이라면 결과적으로 IM2 스퍼는 f2 - f1, 다시 말해 1 MHz가 될 것이다. LTC5585는 외부적 제어 전압을 이용함으로써 I 및 Q 채널에 대해서 독립적으로 IM2 스퍼를 최소화할 수 있다. 그림 3은 IIP2 측정 및 조정을 위한 통상적인 셋업을 보여준다. 벌룬 소자를 이용해서 차동 기저대 출력을 결합하고 1 MHz IM2 차이 주파수 소자는 저역통과 필터를 이용해서 10 MHz 및 11 MHz의 강한 메인 톤이 스펙트럼 분석기 프론트-엔드를 압축하지 못하도록 선택한다. 저역통과 필터를 이용하지 않으면 스펙트럼 분석기로 우수한 측정을 달성하기 위해서 20~30 dB의 감쇠와 긴 평균 측정 시간이 필요하다. 그림 4의 출력 스펙트럼에서 볼 수 있듯이 IM2 성분이 예상대로 1 MHz에서 대역 내에 들어온다. 또한 조절 전후의 IM2 성분을 볼 수 있는데, IP2I와 IP2Q 핀의 제어 전압을 조절함으로써 스퍼 레벨을 약 20 dB까지 낮출 수 있다는 것을 알 수 있다. 이와 같은 조절로써 IM2 스퍼를 -81.37 dBc 수준으로까지 낮출 수 있다.
이러한 IIP2 최적화 기능을 이용해서 두 가지 전략으로 IP2 조정이 가능하다. 하나는 공장에서 set-and-forget 조정 단계를 실시하는 것이다. 이 경우에는 그림 3에서 보는 것과 같이 각각의 조절 핀으로 간단한 트림 포텐셔미터만 있으면 된다. 또 다른 방법으로는 소프트웨어로 자동 폐쇄 루프 조정 알고리즘을 구현함으로써 장비가 주기적으로 조정을 실시하도록 하는 것이다. 이미 트랜스미터의 출력을 모니터링하고 있는 DPD 리시버는 트랜스미터가 편리하게 2개 테스트 톤을 발생시킬 수 있으므로 이 작업이 매우 간편하다. 메인 리시버는 이 조정을 위해서 2개 테스트 톤을 리시버 채널로 “loop back”하기 위해서 추가적인 하드웨어를 필요로 할 수 있다. 어느 경우이든 오프라인 조정 사이클 시에 이러한 조정을 실시할 수 있다. 이 기법을 위해서는 기지국의 성능에 영향을 미칠 수 있는 실제 동작 환경 요인들을 고려해야 할 것이다.



DC 오프셋 전압 널(null) 기능을 이용한 ADC 동적 범위 최적화
이 디바이스 제품은 I 및 Q의 DC 출력 전압을 “제로”로 할 수 있도록 또 다른 조절 기능을 포함하고 있다. DC 오프셋은 LO 및 RF 입력 누설의 내부적 불일치 및 셀프 믹싱으로 인해서 발생하는 성분으로서 신호 체인이 DC 결합을 이룰 때 ADC의 동적 범위를 감소시킨다. 예를 들어 완만한 10 mV의 출력 DC 오프셋 전압이 20 dB 이득 스테이지를 통과했을 때 A/D 컨버터 입력에서 100 mV의 DC 오프셋을 발생시킬 수 있다. 12비트 ADC로 2Vp-p 입력 범위이면, 이러한 양의 DC 오프셋은 205 LSB의 헤드룸을 감소시키는 것으로써 ADC의 동적 범위를 실제적으로 0.9 dB까지 감소시킬 수 있다.
LO 입력과 RF 입력 사이에 누설을 최소화하기 위해서는 이들 두 신호를 절연하도록 해야 한다. PCB 레이아웃 시에 두 신호의 트레이스를 서로 떨어트림으로써 상호 결합을 방지하도록 해야 한다. LO 신호는 RF 포트로 일정한 양의 누설을 일으킴에도 셀프 믹싱을 일으켜서 출력에서 DC 오프셋 성분을 발생시킨다. 하지만 다행히도 LO 레벨이 대체적으로 일정하고, DC 오프셋 전압 역시 일정하므로 조절 기능을 이용해서 편리하게 제거할 수 있다. 문제가 되는 것은 RF 입력으로서, 넓은 신호 수준에 걸쳐 변동적일 수 있다. LO 입력으로의 어떠한 신호 누설은 셀프 믹싱을 일으키고 신호가 변화함에 따라 동적 DC 오프셋 전압을 발생시켜 복조 신호를 왜곡한다. 따라서 누설을 낮게 유지함으로써 DC 오프셋을 최소한으로 줄일 수 있다.

직접 변환 리시버의 비용상 이점
zero-IF 리시버는 비용을 낮출 수 있다는 것이 무엇보다도 중요한 이점이다. 앞서 언급했듯이 RF 신호는 저주파 기저대로 변환된다. 낮은 주파수대에서는 필터 설계가 더 수월해진다. 뿐만 아니라, zero-IF 복조는 기저대에서 이미지를 발생시키지 않으므로 비교적 값이 비싼 SAW 필터가 필요없다. 하지만 무엇보다도 매력적인 점은 ADC 샘플링 속도를 크게 낮출 수 있다는 것이다. 위의 예의 경우에 150 MHz I 및 Q 기저대 대역폭을 훨씬 더 비싼 높은 샘플링 속도의 ADC를 이용할 필요 없이 LTC2258-14 같은 듀얼 310 Msps ADC를 이용해서 효과적으로 충족할 수 있다. ES